Quoi de neuf avec les convertisseurs abaisseurs numériques - Partie 2

Dans la première partie de cet article, What's Up with Digital Downconverters—Part 1, nous avons examiné les efforts de l'industrie pour échantillonner des fréquences plus élevées dans des bandes RF à plus haute fréquence et comment les downconverters numériques (DDC) peuvent activer ce type d'architecture radio. Plusieurs aspects techniques ont été discutés concernant le DDC qui réside dans la famille de produits AD9680. L'un de ces aspects était que des largeurs de bande d'échantillonnage d'entrée plus élevées permettent des architectures radio qui peuvent directement échantillonner à des fréquences RF plus élevées et convertir les signaux d'entrée directement en bande de base. Le DDC permet à un ADC d'échantillonnage RF de numériser de tels signaux sans le coût d'une grande quantité de débit de données. Le filtrage de syntonisation et de décimation qui réside dans le DDC peut être utilisé pour syntoniser la bande d'entrée et filtrer les fréquences indésirables. Dans cet article, nous examinerons de plus près le filtrage de décimation et l'appliquerons à l'exemple qui a été discuté dans la partie 1. De plus, nous examinerons Virtual Eval, qui intègre le moteur ADIsimADC dans un nouvel outil de simulation logiciel remanié. Virtual Eval sera utilisé pour démontrer à quel point le résultat simulé correspond aux données mesurées de l'exemple. Dans la partie 1, nous avons examiné un exemple où nous avons utilisé le filtrage NCO et de décimation dans le DDC pour voir les effets du repliement de fréquence et de la traduction dans le DDC. Nous allons maintenant examiner de plus près le filtrage de décimation et comment l'alias ADC influence la réponse effective du filtrage de décimation. Une fois de plus, nous prendrons l'exemple de l'AD9680. Les réponses du filtre de décimation sont normalisées afin que la réponse puisse être vue et comprise et puisse être appliquée à chaque niveau de vitesse. Les réponses du filtre de décimation s'adaptent simplement à la fréquence d'échantillonnage. Dans les tracés de réponse de filtre inclus ici, la perte d'insertion spécifique vs. La fréquence n'est pas donnée exactement mais est représentée au sens figuré pour illustrer la réponse approximative du filtre. Ces exemples sont destinés à donner une compréhension de haut niveau des réponses des filtres de décimation afin de comprendre approximativement où résident la bande passante et la bande d'arrêt du filtre. Rappelons que l'AD9680 possède quatre DDC qui se composent d'un NCO, jusqu'à quatre filtres demi-bande (HB) en cascade (qui seront également appelés filtres de décimation), un bloc de gain de 6 dB en option et une conversion complexe en réel en option bloc comme illustré à la figure 1. Comme nous l'avons vu dans la partie 1, le signal passe d'abord par le NCO, qui décale les tonalités d'entrée en fréquence, puis passe par la décimation, éventuellement par le bloc de gain, et éventuellement par la conversion complexe en réel. Figure 1. Blocs de traitement du signal DDC dans l'AD9680. Nous commencerons par examiner les filtres de décimation DDC lorsque le bloc de conversion complexe en réel est activé dans l'AD9680. Cela signifie que le DDC sera configuré pour accepter une entrée réelle et avoir une sortie réelle. Dans l'AD9680, la conversion complexe en réel décale automatiquement les fréquences d'entrée vers le haut d'une quantité égale à fS/4. La figure 2 montre la réponse passe-bas du filtre HB1. C'est la réponse de HB1 montrant la réponse du domaine réel et complexe. Afin de comprendre le fonctionnement réel du filtre, il est important de voir d'abord la réponse de base du filtre dans les domaines réel et complexe afin que la réponse passe-bas puisse être vue. Le filtre HB1 a une bande passante de 38.5% de la zone réelle de Nyquist. Il a également une bande d'arrêt qui correspond à 38.5% de la zone réelle de Nyquist, la bande de transition constituant les 23% restants. De même dans le domaine complexe, la bande passante et la bande d'arrêt représentent chacune 38.5 % (77 % au total) de la zone complexe de Nyquist, la bande de transition constituant les 23 % restants. Comme l'illustre la figure 2, le filtre est une image miroir entre les domaines réel et complexe. Figure 2. Réponse de filtre HB1—réponse de domaine réelle et complexe. Maintenant, nous pouvons observer ce qui se passe lorsque nous plaçons le DDC en mode réel en activant le bloc de conversion complexe en réel. L'activation de la conversion complexe en réel entraîne un décalage de fS/4 dans le domaine fréquentiel. Ceci est illustré sur la figure 3, qui montre le décalage de fréquence et la réponse de filtre résultante. Remarquez les lignes pleines et les lignes pointillées de la réponse du filtre. La ligne continue et la zone ombrée indiquent qu'il s'agit de la nouvelle réponse du filtre après le décalage de fréquence fS/4 (la réponse du filtre résultante ne peut pas franchir la limite de Nyquist). Les lignes en pointillés sont données à titre d'illustration pour montrer la réponse du filtre qui existerait s'il n'était pas atteint la limite de Nyquist. Figure 3. Réponse du filtre HB1 : mode DDC réel (conversion complexe en réel activée). Notez que la bande passante du filtre HB1 reste inchangée entre les figures 2 et 3. La différence entre les deux est le décalage de fréquence fS/4 et la fréquence centrale résultante dans la première zone de Nyquist. Notez, cependant, que dans la figure 2, nous avons 38.5% de Nyquist pour la partie réelle du signal et 38.5% de Nyquist pour la partie complexe du signal. Dans la figure 3, avec le bloc de conversion complexe en réel activé, il y a 77 % de Nyquist pour le signal réel et le domaine complexe a été rejeté. La réponse du filtre reste inchangée à l'exception du décalage de fréquence fS/4. Notez également comme produit de cette conversion que le taux de décimation est maintenant égal à un. Le taux d'échantillonnage effectif est toujours fS mais au lieu de toute la zone Nyquist, il n'y a que 77% de la bande passante disponible dans la zone Nyquist. Cela signifie qu'avec le filtre HB1 et le bloc de conversion complexe en réel activé, le taux de décimation est égal à un (voir la fiche technique AD9680 pour plus d'informations). Ensuite, nous examinerons les réponses de filtre de différents taux de décimation (c'est-à-dire l'activation de plusieurs filtres demi-bande) et l'impact du repliement des fréquences d'entrée ADC sur les réponses effectives du filtre de décimation. La réponse en fréquence réelle de HB1 est donnée par la ligne bleue continue de la figure 4. La ligne pointillée représente la réponse de repliement effective de HB1 due aux effets de repliement de l'ADC. En raison du fait que les fréquences entrées dans les 2e, 3e, 4e, etc. Les zones Nyquist se replient dans la 1ère zone Nyquist de l'ADC, la réponse du filtre HB1 est effectivement repliée dans ces zones Nyquist. Par exemple, un signal résidant à 3fS/4 se repliera dans la première zone de Nyquist à fS/4. Il est important de comprendre que la réponse du filtre HB1 ne réside que dans la première zone de Nyquist et que c'est le repliement de l'ADC qui fait que la réponse effective du filtre HB1 semble être repliée dans les autres zones de Nyquist. Figure 4. Réponse efficace du filtre HB1 en raison de l'alias ADC. Regardons maintenant le cas où nous activons HB1 + HB2. Il en résulte un rapport de décimation de deux. Encore une fois, la réponse en fréquence réelle des filtres HB1 + HB2 est donnée par la ligne bleue continue. La fréquence centrale de la bande passante du filtre est toujours fS/4. L'activation des deux filtres HB1 + HB2 donne une bande passante disponible de 38.5% de la zone Nyquist. Encore une fois, notez les effets d'aliasing de l'ADC et son impact sur la combinaison des filtres HB1 + HB2. Un signal qui apparaît à 7fS/8 se repliera dans la première zone Nyquist à fS/8. De même, un signal à 5fS/8 se repliera dans la première zone de Nyquist à 3fS/8. Ces exemples avec le bloc de conversion complexe en réel activé peuvent facilement être étendus de HB1 + HB2 pour inclure un ou les deux filtres HB3 et HB4. Notez que le filtre HB1 est non contournable lorsque le DDC est activé tandis que les filtres HB2, HB3 et HB4 peuvent être activés en option. Figure 5. Réponse efficace du filtre HB1 + HB2 due au repliement de l'ADC (taux de décimation = 2). Maintenant que le fonctionnement en mode réel avec les filtres de décimation activés a été discuté, le mode de fonctionnement complexe avec le DDC peut maintenant être examiné. L'AD9680 continuera à être utilisé comme exemple. Semblable au fonctionnement en mode réel du DDC, les réponses normalisées du filtre de décimation seront présentées. Encore une fois, les exemples de tracés de réponse de filtre inclus ici ne montrent pas la perte d'insertion spécifique par rapport à fréquence, mais au lieu de cela, ils montrent au sens figuré la réponse approximative du filtre. Ceci est fait pour donner une compréhension de haut niveau de la façon dont les réponses du filtre sont affectées par l'alias ADC. Avec le DDC en mode complexe, il est configuré pour avoir une sortie complexe qui se compose de domaines de fréquence réels et complexes communément appelés I et Q. Rappelons de la figure 2 que le filtre HB1 a une réponse passe-bas avec une bande passante de 38.5% de la zone de Nyquist réelle. Il a également une bande d'arrêt qui correspond à 38.5% de la zone réelle de Nyquist, la bande de transition constituant les 23% restants. De même, dans le domaine complexe, la bande passante et la bande d'arrêt représentent chacune 38.5% (77% au total) de la zone complexe de Nyquist, la bande de transition constituant les 23% restants. Lors du fonctionnement du DDC en mode de sortie complexe avec le filtre HB1 activé, le rapport de décimation est égal à deux et la fréquence d'échantillonnage de sortie est la moitié de l'horloge d'échantillonnage d'entrée. En prolongeant le tracé de la figure 2 pour montrer les effets de l'aliasing de l'ADC, nous avons ce qui est montré dans la figure 6. La ligne bleue continue représente la réponse réelle du filtre tandis que la ligne bleue en pointillé représente la réponse de repliement effective du filtre en raison des effets de repliement de l'ADC. Un signal d'entrée à 7fS/8 se repliera dans la première zone de Nyquist à fS/8, le plaçant dans la bande passante du filtre HB1. L'image complexe de ce même signal réside à –7fS/8 et se repliera dans le domaine complexe à –fS/8, la plaçant dans la bande passante du filtre HB1 dans le domaine complexe. Figure 6. Réponse efficace du filtre HB1 due au repliement de l'ADC (taux de décimation = 2) - complexe. Ensuite, nous examinerons le cas où HB1 + HB2 sont activés, ce qui est illustré à la figure 7. Il en résulte un rapport de décimation de quatre pour chaque sortie I et Q. Encore une fois, la réponse en fréquence réelle des filtres HB1 + HB2 est donnée par la ligne bleue continue. L'activation des deux filtres HB1 + HB2 donne une bande passante disponible de 38.5% de la zone de Nyquist décimée dans chacun des domaines réels et complexes (38.5 % de fS/4, où fS est l'horloge d'échantillonnage d'entrée). Remarquez les effets d'aliasing de l'ADC et son impact sur la combinaison des filtres HB1 + HB2. Un signal qui apparaît à 15fS/16 se repliera dans la première zone Nyquist à fS/16. Ce signal a une image complexe à –15fS/16 dans le domaine complexe et se repliera dans la première zone de Nyquist dans le domaine complexe à –fS/16. Encore une fois, ces exemples peuvent être étendus aux cas où HB3 et HB4 sont activés. Celles-ci ne sont pas présentées dans cet article mais peuvent être extrapolées facilement sur la base de la réponse de HB1 + HB2 illustrée à la figure 7. Figure 7. Réponse efficace du filtre HB1 + HB2 due au repliement de l'ADC (taux de décimation = 4) - complexe. Certaines questions qui viennent à l'esprit en examinant toutes ces réponses de filtre de décimation peuvent être : « Pourquoi décidons-nous ? » et « Quel avantage offre-t-il ? » Différentes applications ont des exigences différentes qui peuvent bénéficier de la décimation des données de sortie ADC. L'une des motivations est d'obtenir un rapport signal sur bruit (SNR) sur une bande de fréquence étroite qui réside dans une bande de fréquence RF. Une autre raison est la réduction de la bande passante à traiter, ce qui entraîne des débits de voie de sortie inférieurs sur l'interface JESD204B. Cela peut permettre l'utilisation d'un FPGA à moindre coût. En utilisant les quatre filtres de décimation, le DDC peut réaliser un gain de traitement et améliorer le SNR jusqu'à 10 dB. Dans le tableau 1, nous pouvons voir la bande passante disponible, le taux de décimation, la fréquence d'échantillonnage de sortie et l'amélioration idéale du SNR offerte par les différentes sélections de filtres de décimation lors du fonctionnement du DDC en modes réel et complexe. Tableau 1. Caractéristiques du filtre DDC pour AD9680 Sélection du filtre de décimation Sortie complexe Alias ​​de sortie réel Bande passante protégée Amélioration SNR idéale Taux de décimation Taux d'échantillonnage de sortie Taux de décimation Taux d'échantillonnage de sortie HB1 2 0.5 × fS 1 fS 0.385 × fS 1 HB1 + HB2 4 0.25 × fS 2 0.5 × fS 0.1925 × fS 4 HB1 + HB2 + HB3 8 0.125 × fS 4 0.25 × fS 0.09625 × fS 7 HB1 + HB2 + HB3 + HB4 16 0.0625 × fS 8 0.125 × fS 0.048125 × fS 10 Cette discussion sur l'opération DDC a donné une bonne aperçu des modes de fonctionnement réels et complexes des filtres de décimation de l'AD9680. L'utilisation du filtrage de décimation présente plusieurs avantages. Le DDC peut fonctionner en mode réel ou complexe et permet à l'utilisateur d'utiliser différentes topologies de récepteur en fonction des besoins de l'application particulière. Cela peut maintenant être combiné avec ce qui a été discuté dans la partie 1 et aider à regarder un exemple réel avec l'AD9680. Cet exemple regroupera les données mesurées avec les données simulées de Virtual Eval™ afin que les résultats puissent être comparés. Dans cet exemple, les mêmes conditions que celles utilisées dans la partie 1 seront utilisées. Le taux d'échantillonnage d'entrée est de 491.52 MSPS et la fréquence d'entrée est de 150.1 MHz. La fréquence NCO est de 155 MHz et le taux de décimation est réglé sur quatre (en raison de la résolution NCO, la fréquence NCO réelle est de 154.94 MHz). Il en résulte un taux d'échantillonnage de sortie de 122.88 MSPS. Étant donné que le DDC effectue un mélange complexe, le domaine fréquentiel complexe est inclus dans l'analyse. Notez que les réponses du filtre de décimation ont été ajoutées et sont affichées en violet foncé sur la figure 8. Figure 8. Signaux lorsqu'ils traversent le bloc de traitement du signal DDC - filtrage de décimation illustré. Spectre après le décalage NCO : La fréquence fondamentale passe de +150.1 MHz à –4.94 MHz. L'image du fondamental passe de –150.1 MHz et s'enroule à +186.48 MHz. Le 2e harmonique passe de 191.32 MHz à 36.38 MHz. Le 3e harmonique passe de +41.22 MHz à –113.72 MHz. Spectre après décimation par 2 : la fréquence fondamentale reste à –4.94 MHz. L'image du fondamental se traduit jusqu'à -59.28 MHz et est atténuée par le filtre de décimation HB2. Le 2e harmonique reste à 36.38 MHz. La 3e harmonique est atténuée par le filtre de décimation HB2. Spectre après décimation par 4 : la fondamentale reste à –4.94 MHz. L'image du fondamental reste à –59.28 MHz et est atténuée par le filtre de décimation HB1. Le 2e harmonique reste à –36.38 MHz et est atténué par le filtre de décimation HB1. La 3e harmonique est filtrée et pratiquement éliminée par le filtre de décimation HB1. La mesure réelle sur l'AD9680-500 est illustrée à la Figure 9. La fréquence fondamentale est à –4.94 MHz. L'image du fondamental réside à –59.28 MHz avec une amplitude de –67.112 dBFS, ce qui signifie que l'image a été atténuée d'environ 66 dB. Le 2e harmonique réside à 36.38 MHz et a été atténué d'environ 10 dB à 15 dB. La 3e harmonique a été suffisamment filtrée pour ne pas dépasser le bruit de fond dans la mesure. Figure 9. Sortie de signal complexe FFT après DDC avec NCO = 155 MHz et décimée par 4. Maintenant, Virtual Eval peut être utilisé pour voir comment les résultats simulés se comparent aux résultats mesurés. Pour commencer, ouvrez l'outil à partir du site Web et sélectionnez un ADC à simuler (voir Figure 10). L'outil Virtual Eval se trouve sur le site Web d'Analog Devices à Virtual Eval. Le modèle AD9680 qui réside dans Virtual Eval intègre une nouvelle fonctionnalité en cours de développement qui permet à l'utilisateur de simuler différents niveaux de vitesse d'ADC. Cette fonctionnalité est la clé de l'exemple puisque l'exemple utilise l'AD9680-500. Une fois Virtual Eval chargé, la première invite consiste à sélectionner une catégorie de produit et un produit. Notez que Virtual Eval couvre non seulement les CAN haute vitesse, mais propose également des catégories de produits pour les CAN de précision, les DAC haute vitesse et les convertisseurs intégrés/à usage spécial. Figure 10. Catégorie de produits et sélection de produits dans Virtual Eval. Sélectionnez l'AD9680 dans la sélection de produits. Cela ouvrira la page principale pour la simulation de l'AD9680. Le modèle Virtual Eval pour l'AD9680 comprend également un schéma fonctionnel qui donne des détails sur la configuration interne des fonctions analogiques et numériques de l'ADC. Ce schéma fonctionnel est le même que celui donné dans la fiche technique de l'AD9680. À partir de cette page, sélectionnez le niveau de vitesse souhaité dans le menu déroulant sur le côté gauche de la page. Pour l'exemple ici, sélectionnez la pente de vitesse de 500 MHz comme illustré à la Figure 11. Figure 11. Sélection de la pente de vitesse AD9680 et schéma fonctionnel dans Virtual Eval. Ensuite, les conditions d'entrée doivent être définies afin d'effectuer la simulation FFT (voir Figure 12). Rappelez-vous que les conditions de test pour l'exemple incluent une fréquence d'horloge de 491.52 MHz et une fréquence d'entrée de 150 MHz. Le DDC est activé avec la fréquence NCO définie sur 155 MHz, l'entrée ADC est définie sur Réel, la conversion complexe en réel (C2R) est désactivée, le taux de décimation DDC est défini sur Quatre et le gain de 6 dB dans le DDC est Activée. Cela signifie que le DDC est configuré pour un signal d'entrée réel et un signal de sortie complexe avec un rapport de décimation de quatre. Le gain de 6 dB dans le DDC est activé afin de compenser la perte de 6 dB due au processus de mixage dans le DDC. Virtual Eval affichera uniquement les résultats de bruit ou de distorsion à la fois, donc deux tracés sont inclus où l'un montre les résultats de bruit (Figure 12) et l'autre montre les résultats de distorsion (Figure 13). Figure 12. Simulation AD9680 FFT dans Virtual Eval—résultats du bruit. Figure 13. Simulation AD9680 FFT dans Virtual Eval—résultats de distorsion. De nombreux paramètres de performance sont indiqués dans Virtual Eval. L'outil donne les emplacements des harmoniques ainsi que l'emplacement de l'image fondamentale, ce qui peut être très pratique lors de la planification des fréquences. Cela peut aider à rendre la planification des fréquences un peu plus facile en permettant à l'utilisateur de voir si l'image fondamentale ou des tonalités harmoniques apparaissent dans le spectre de sortie souhaité. La simulation dans Virtual Eval donne une valeur SNR de 71.953 dBFS et un SFDR de 69.165 dBc. Considérez un instant, cependant, que l'image fondamentale ne serait généralement pas dans le spectre de sortie et si nous supprimons cet éperon, alors le SFDR est de 89.978 dB (qui est de 88.978 dBc par rapport à la puissance d'entrée de –1 dBFS). Figure 14. Résultat de la mesure FFT AD9680. Le simulateur Virtual Eval n'inclut pas l'image fondamentale lorsqu'il calcule le SNR. Assurez-vous d'ajuster les paramètres dans VisualAnalog™ pour ignorer l'image fondamentale dans la mesure afin d'obtenir le SNR correct. L'idée est de planifier les fréquences là où l'image fondamentale n'est pas dans la bande souhaitée. Le résultat mesuré pour le SNR est de 71.602 dBFS, ce qui est assez proche du résultat simulé de 71.953 dBFS dans Virtual Eval. De même, le SFDR mesuré est de 91.831 dBc, ce qui est très proche du résultat simulé de 88.978 dBc. Virtual Eval fait un travail incroyable pour prédire avec précision le comportement du matériel. Le comportement de l'appareil peut être prédit dans le confort d'une belle chaise avec une bonne tasse de café ou de thé chaud. En particulier dans le cas d'un CAN avec des DDC tels que l'AD9680, Virtual Eval est capable de simuler suffisamment bien les performances de l'ADC, y compris les images et les harmoniques, pour que l'utilisateur puisse planifier les fréquences et maintenir ces signaux indésirables hors bande si possible. Alors que l'agrégation de porteuses et l'échantillonnage RF direct continuent de gagner en popularité, il est très pratique d'avoir un outil dans la boîte à outils comme Virtual Eval. La capacité de prédire avec précision les performances ADC et le plan de fréquences aide les concepteurs de systèmes à planifier correctement les fréquences d'une conception dans des applications telles que les systèmes de communication ainsi que les systèmes radar militaires/aérospatiaux et de nombreux autres types d'applications. Je vous encourage à tirer parti des fonctionnalités de traitement du signal numérique des CAN de dernière génération d'Analog Devices.

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