Quoi de neuf avec les convertisseurs abaisseurs numériques - Partie 1

De nombreuses architectures radio actuelles contiennent des étages de conversion descendante qui traduisent une bande de fréquences RF ou micro-ondes jusqu'à une fréquence intermédiaire pour le traitement en bande de base. Quelle que soit l'application finale, qu'il s'agisse de communications, d'aérospatiale et de défense ou d'instrumentation, les fréquences d'intérêt poussent plus haut dans le spectre RF et micro-ondes. Une solution possible à ce scénario consiste à utiliser un nombre croissant d'étages de conversion descendante, comme le montre la figure 1. Cependant, une autre solution plus efficace consiste à utiliser un CAN RF avec un convertisseur abaisseur numérique (DDC) intégré, comme le montre la figure 2. Figure 1. Chaîne de signal analogique de récepteur typique avec étages de conversion descendante. L'intégration de la fonctionnalité DDC avec un CAN RF élimine le besoin d'étages de conversion descendante analogiques supplémentaires et permet au spectre dans le domaine des fréquences RF d'être directement converti en bande de base pour le traitement. La capacité de l'ADC RF à traiter le spectre dans le domaine de fréquence du gigahertz atténue le besoin d'effectuer des conversions descendantes potentiellement multiples dans le domaine analogique. La capacité du DDC permet une tenabilité du spectre ainsi qu'un filtrage via le filtrage de décimation, ce qui offre également l'avantage d'améliorer la plage dynamique au sein de la bande (augmente le SNR). Une discussion supplémentaire sur ce sujet peut être trouvée ici, "Pas l'ADC de votre grand-père" et ici, "Les ADC Gigasample promettent la conversion RF directe". Ces articles fournissent une discussion supplémentaire sur l'AD9680 et l'AD9625 et leur fonctionnalité DDC. Figure 2. Chaîne de signal du récepteur utilisant un CAN RF avec un DDC. L'accent principal sera mis ici sur la fonctionnalité DDC qui existe dans l'AD9680 (ainsi que l'AD9690, l'AD9691 et l'AD9684). Afin de comprendre la fonctionnalité DDC et comment analyser le spectre de sortie lorsque le DDC est utilisé avec un ADC, nous allons examiner un exemple avec l'AD9680-500. À titre d'aide, l'outil de pliage de fréquence sur le site Web d'Analog Devices sera utilisé. Cet outil simple mais puissant peut être utilisé pour aider à comprendre les effets d'aliasing d'un CAN, ce qui est la première étape de l'analyse du spectre de sortie dans un CAN RF avec des DDC intégrés tels que l'AD9680. Dans cet exemple, l'AD9680-500 fonctionne avec une horloge d'entrée de 368.64 MHz et une fréquence d'entrée analogique de 270 MHz. Tout d'abord, il est important de comprendre la configuration des blocs de traitement numérique dans l'AD9680. L'AD9680 sera réglé pour utiliser le convertisseur abaisseur numérique (DDC) où l'entrée est réelle, la sortie est complexe, la fréquence de réglage de l'oscillateur à commande numérique (NCO) est réglée sur 98 MHz, le filtre demi-bande 1 (HB1) est activé, et le gain de 6 dB est activé. Étant donné que la sortie est complexe, le bloc de conversion complexe en réel est désactivé. Le schéma de base du DDC est illustré à la figure 3. Afin de comprendre comment les tonalités d'entrée sont traitées, il est important de comprendre que le signal passe d'abord par le NCO, qui décale les tonalités d'entrée en fréquence, puis passe par la décimation, éventuellement par le bloc de gain, puis éventuellement par le conversion complexe à réelle. Figure 3. Blocs de traitement du signal DDC dans l'AD9680. Il est également important de comprendre la vue macro du flux de signal à travers l'AD9680. Le signal entre par les entrées analogiques, passe par le noyau ADC, dans le DDC, puis par le sérialiseur JESD204B, puis sort par les voies de sortie série JESD204B. Ceci est illustré par le schéma fonctionnel de l'AD9680 illustré à la figure 4. Figure 4. Schéma fonctionnel AD9680. Avec une horloge d'échantillonnage d'entrée de 368.64 MHz et une fréquence d'entrée analogique de 270 MHz, le signal d'entrée se repliera dans la première zone de Nyquist à 98.64 MHz. La deuxième harmonique de la fréquence d'entrée se repliera dans la première zone de Nyquist à 171.36 MHz tandis que la troisième harmonique se repliera à 72.72 MHz. Ceci est illustré par le tracé de l'outil de pliage de fréquence sur la figure 5. Figure 5. Spectre de sortie ADC illustré par l'outil de pliage de fréquence. Le tracé de l'outil de pliage de fréquence illustré à la figure 5 donne l'état du signal à la sortie du noyau ADC avant qu'il ne traverse le DDC dans l'AD9680. Le premier bloc de traitement que le signal traverse dans l'AD9680 est le NCO qui décalera le spectre vers la gauche dans le domaine fréquentiel de 98 MHz (rappelons que notre fréquence de réglage est de 98 MHz). Cela déplacera l'entrée analogique de 98.64 MHz à 0.64 MHz, le deuxième harmonique passera à 73.36 MHz et le troisième harmonique passera à –25.28 MHz (rappelons-nous que nous regardons une sortie complexe). Ceci est montré dans le tracé FFT de Visual Analog dans la Figure 6 ci-dessous. Figure 6. Sortie complexe FFT après un DDC avec NCO = 98 MHz et décimée par 2. À partir du tracé FFT de la figure 6, nous pouvons voir clairement comment le NCO a décalé les fréquences que nous avons observées dans l'outil de pliage de fréquence. Ce qui est intéressant, c'est qu'on voit un ton inexpliqué dans la FFT. Cependant, ce ton est-il vraiment inexpliqué ? Le NCO n'est pas subjectif et décale toutes les fréquences. Dans ce cas, il a déplacé l'alias de la tonalité d'entrée fondamentale de 98 MHz à 0.64 MHz et a déplacé le deuxième harmonique à 73.36 MHz et le troisième harmonique à –25.28 MHz. De plus, une autre tonalité a également été décalée et apparaît à 86.32 MHz. D'où vient réellement ce ton ? Le traitement du signal du DDC ou de l'ADC a-t-il produit cette tonalité d'une manière ou d'une autre ? Eh bien, la réponse est non… et oui. Regardons ce scénario d'un peu plus près. L'outil de pliage de fréquence n'inclut pas le décalage cc de l'ADC. Ce décalage en courant continu se traduit par une tonalité présente en courant continu (ou 0 Hz). L'outil de pliage de fréquence suppose un CAN idéal qui n'aurait pas de décalage en courant continu. Dans la sortie réelle de l'AD9680, la tonalité de décalage cc à 0 Hz est décalée vers le bas en fréquence à -98 MHz. En raison du mélange et de la décimation complexes, cette tonalité de décalage en courant continu se replie dans la première zone de Nyquist dans le domaine fréquentiel réel. Lorsque vous regardez un signal d'entrée complexe où une tonalité se déplace dans la deuxième zone de Nyquist dans le domaine des fréquences négatives, elle reviendra dans la première zone de Nyquist dans le domaine des fréquences réelles. Puisque nous avons activé la décimation avec un taux de décimation égal à deux, notre zone Nyquist décimée est large de 92.16 MHz (rappel : fs = 368.64 MHz et le taux d'échantillonnage décimé est de 184.32 MHz, qui a une zone Nyquist de 92.16 MHz). La tonalité de décalage en courant continu est décalée à -98 MHz, ce qui correspond à un delta de 5.84 MHz par rapport à la limite de la zone décimée de Nyquist à 92.16 MHz. Lorsque cette tonalité se replie dans la première zone de Nyquist, elle se retrouve au même décalage par rapport à la limite de la zone de Nyquist dans le domaine fréquentiel réel, qui est de 92.16 MHz – 5.84 MHz = 86.32 MHz. C'est exactement là que nous voyons le ton dans le tracé FFT ci-dessus ! Donc techniquement, l'ADC produit le signal (puisqu'il s'agit du décalage continu) et le DDC le déplace juste un peu. C'est là qu'intervient une bonne planification des fréquences. Une bonne planification des fréquences peut aider à éviter des situations comme celle-ci. Maintenant que nous avons regardé un exemple utilisant les filtres NCO et HB1 avec un taux de décimation égal à deux, ajoutons un peu plus à l'exemple. Nous allons maintenant augmenter le taux de décimation dans le DDC pour voir les effets du repliement de fréquence et de la traduction lorsqu'un taux de décimation plus élevé est utilisé avec le réglage de la fréquence avec le NCO. Dans cet exemple, nous examinerons l'AD9680-500 fonctionnant avec une horloge d'entrée de 491.52 MHz et une fréquence d'entrée analogique de 150.1 MHz. L'AD9680 sera paramétré pour utiliser le downconverter numérique (DDC) avec une entrée réelle, une sortie complexe, une fréquence d'accord NCO de 155 MHz, filtre demi-bande 1 (HB1) et filtre demi-bande 2 (HB2) activés (total le taux de décimation est égal à quatre) et un gain de 6 dB activé. Étant donné que la sortie est complexe, le bloc de conversion complexe en réel est désactivé. Rappelez-vous de la figure 3 le schéma de base du DDC, qui donne le flux de signal à travers le DDC. Encore une fois, le signal passe d'abord par le NCO, qui décale les tonalités d'entrée en fréquence, puis passe par la décimation, par le bloc de gain et, dans notre cas, contourne la conversion complexe en réelle. Une fois de plus, nous utiliserons l'outil de pliage de fréquence pour aider à comprendre les effets d'aliasing de l'ADC afin d'évaluer où la fréquence d'entrée analogique et ses harmoniques seront situées dans le domaine fréquentiel. Dans cet exemple, nous avons un signal réel, un taux d'échantillonnage de 491.52 MSPS, le taux de décimation est défini sur quatre et la sortie est complexe. A la sortie de l'ADC, le signal apparaît comme illustré ci-dessous dans la figure 7 avec l'outil de pliage de fréquence. Figure 7. Spectre de sortie ADC illustré par l'outil de pliage de fréquence. Avec une horloge d'échantillonnage d'entrée de 491.52 MHz et une fréquence d'entrée analogique de 150.1 MHz, le signal d'entrée résidera dans la première zone de Nyquist. Le deuxième harmonique de la fréquence d'entrée à 300.2 MHz se repliera dans la première zone Nyquist à 191.32 MHz tandis que le troisième harmonique à 450.3 MHz se repliera dans la première zone Nyquist à 41.22 MHz. C'est l'état du signal à la sortie du CAN avant qu'il ne traverse le DDC. Voyons maintenant comment le signal passe à travers les blocs de traitement numérique à l'intérieur du DDC. Nous examinerons le signal au fur et à mesure qu'il traverse chaque étape et observerons comment le NCO décale le signal et le processus de décimation replie ensuite le signal. Nous maintiendrons le tracé en termes de taux d'échantillonnage d'entrée, 491.52 MSPS et les termes fs seront par rapport à ce taux d'échantillonnage. Observons le processus général comme le montre la figure 8. Le NCO décalera les signaux d'entrée vers la gauche. Une fois que le signal dans le domaine complexe (fréquence négative) se déplace au-delà de –fs/2, il se repliera dans la première zone de Nyquist. Ensuite, le signal passe par le premier filtre de décimation, HB2, qui décime par deux. Dans la figure, je montre le processus de décimation sans montrer la réponse du filtre même si les opérations se produisent ensemble. C'est pour la simplicité. Après la première décimation d'un facteur deux, le spectre de fs/4 à fs/2 se traduit par des fréquences comprises entre –fs/4 et dc. De même, le spectre de –fs/2 à –fs/4 se traduit par les fréquences entre dc et fs/4. Le signal passe maintenant à travers le deuxième filtre de décimation, HB1, qui décime également par deux (la décimation totale est maintenant égale à quatre). Le spectre entre fs/8 et fs/4 se traduira désormais par les fréquences entre –fs/8 et dc. De même, le spectre entre –fs/4 et –fs/8 se traduira par les fréquences entre dc et fs/8. Bien que la décimation soit indiquée sur la figure, l'opération de filtrage par décimation n'est pas représentée. Figure 8. Effets des filtres de décimation sur le spectre de sortie du CAN - exemple générique. Rappelez-vous l'exemple discuté précédemment avec un taux d'échantillonnage d'entrée de 491.52 MSPS et une fréquence d'entrée de 150.1 MHz. La fréquence NCO est de 155 MHz et le taux de décimation est égal à quatre (en raison de la résolution NCO, la fréquence NCO réelle est de 154.94 MHz). Il en résulte un taux d'échantillonnage de sortie de 122.88 MSPS. Étant donné que l'AD9680 est configuré pour un mixage complexe, nous devrons inclure le domaine fréquentiel complexe dans notre analyse. La figure 9 montre que les traductions de fréquence sont assez chargées, mais avec une étude minutieuse, nous pouvons nous frayer un chemin à travers le flux de signal. Figure 9. Effets des filtres de décimation sur le spectre de sortie ADC - exemple réel. Spectre après le décalage NCO : La fréquence fondamentale passe de +150.1 MHz à –4.94 MHz. L'image du fondamental passe de –150.1 MHz et s'enroule à 186.48 MHz. Le deuxième harmonique passe de 191.32 MHz à 36.38 MHz.  Le troisième harmonique passe de +41.22 MHz à –113.72 MHz. Spectre après décimation par 2 : la fréquence fondamentale reste à –4.94 MHz. L'image du fondamental se traduit jusqu'à -59.28 MHz et est atténuée par le filtre de décimation HB1. La deuxième harmonique reste à 36.38 MHz. La troisième harmonique est considérablement atténuée par le filtre de décimation HB2. Spectre après décimation par 4 : La fondamentale reste à –4.94 MHz. L'image du fondamental reste à –59.28 MHz. La deuxième harmonique reste à –36.38 MHz. La troisième harmonique est filtrée et pratiquement éliminée par le filtre de décimation HB1. Regardons maintenant la mesure réelle sur l'AD9680-500. Nous pouvons voir que la fondamentale réside à -4.94 MHz. L'image du fondamental réside à –59.28 MHz avec une amplitude de –67.112 dBFS, ce qui signifie que l'image a été atténuée d'environ 66 dB. Le deuxième harmonique réside à 36.38 MHz. Notez que VisualAnalog ne trouve pas correctement les fréquences harmoniques car il n'interprète pas la fréquence NCO et les taux de décimation. Figure 10. Tracé de sortie complexe FFT du signal après DDC avec NCO = 155 MHz et décimé par 4. À partir de la FFT, nous pouvons voir le spectre de sortie de l'AD9680-500 avec le DDC configuré pour une entrée réelle et une sortie complexe avec une fréquence NCO de 155 MHz (réellement 154.94 MHz) et un taux de décimation égal à quatre. Je vous encourage à parcourir le diagramme de flux de signaux pour comprendre comment le spectre est déplacé et traduit. Je vous encourage également à parcourir attentivement les exemples fournis dans cet article pour comprendre les effets du DDC sur le spectre de sortie ADC. Je recommande d'imprimer la figure 8 et de la garder à portée de main pour référence lors de l'analyse du spectre de sortie des AD9680, AD9690, AD9691 et AD9684. Lors de la prise en charge de ces produits, j'ai eu de nombreuses questions liées aux fréquences qui se trouvent dans le spectre de sortie des CAN et qui sont considérées comme inexplicables. Cependant, une fois l'analyse terminée et le flux de signal analysé à travers le NCO et les filtres de décimation, il devient évident que ce qui était d'abord considéré comme des éperons inexpliqués dans le spectre ne sont en fait que des signaux résidant exactement là où ils devraient être. J'espère qu'après avoir lu et étudié cet article, vous serez mieux équipé pour répondre aux questions la prochaine fois que vous travaillerez avec un ADC intégrant des DDC. Restez à l'écoute pour la deuxième partie, où nous continuerons à examiner d'autres aspects du fonctionnement du DDC et également comment nous pouvons simuler son comportement.

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