Conception radio à petit facteur de forme en bande X et Ku

De nombreux systèmes électroniques aérospatiaux et de défense dans les domaines satcom, radar et EW/SIGINT ont depuis longtemps besoin d'un accès à une partie, ou à toutes, des bandes de fréquences X et Ku. Au fur et à mesure que ces applications évoluent vers des plates-formes plus portables telles que les véhicules aériens sans pilote (UAV) et les radios portables, il est essentiel de développer de nouvelles conceptions de radio à faible facteur de forme et à faible puissance qui fonctionnent dans les bandes X et Ku, tout en maintenant des niveaux très élevés de performance. Cet article décrit une nouvelle architecture FI haute fréquence qui réduit considérablement la taille, le poids, la puissance et le coût du récepteur et de l'émetteur sans affecter les spécifications du système. La plate-forme résultante est également plus modulaire, flexible et définie par logiciel que les conceptions radio existantes. Introduction Ces dernières années, il y a eu de plus en plus d'efforts pour obtenir des bandes passantes plus larges, des performances plus élevées et une puissance plus faible dans les systèmes RF, tout en augmentant la gamme de fréquences et en diminuant la taille. Cette tendance a été un moteur pour les améliorations technologiques, qui ont permis une plus grande intégration des composants RF qu'auparavant. De nombreux moteurs poussent cette tendance. Les systèmes Satcom voient des débits de données souhaités jusqu'à 4 Gbps pour prendre en charge la transmission et la réception de téraoctets de données collectées par jour. Cette exigence pousse les systèmes à fonctionner dans les bandes Ku et Ka en raison du fait que des bandes passantes plus larges et des débits de données plus élevés sont plus faciles à atteindre à ces fréquences. Cette demande signifie une densité de canaux plus élevée et une bande passante plus large par canal. Un autre domaine où les exigences de performance augmentent est celui de la GE et du renseignement d'origine électromagnétique. Les taux de balayage pour de tels systèmes augmentent, entraînant le besoin de systèmes dotés d'une PLL à réglage rapide et d'une large couverture de bande passante. La tendance à réduire la taille, le poids et la puissance (SWaP) et à des systèmes plus intégrés découle du désir d'utiliser des appareils portables sur le terrain, ainsi que d'augmenter la densité de canaux dans les grands systèmes à emplacement fixe. L'avancement des réseaux phasés est également permis par une intégration plus poussée des systèmes RF dans une seule puce. Comme l'intégration pousse les émetteurs-récepteurs de plus en plus petits, elle permet à chaque élément d'antenne son propre émetteur-récepteur, ce qui permet à son tour de passer de la formation de faisceau analogique à la formation de faisceau numérique. La formation de faisceaux numérique offre la possibilité de suivre plusieurs faisceaux à la fois à partir d'un seul réseau. Les systèmes multiéléments ont une myriade d'applications, que ce soit pour les radars météorologiques, les applications EW ou les communications dirigées. Dans bon nombre de ces applications, le passage à des fréquences plus élevées est inévitable, car l'environnement du signal à des fréquences plus basses devient plus encombré. Dans cet article, ces défis sont abordés à l'aide d'une architecture hautement intégrée basée sur l'émetteur-récepteur AD9371 en tant que récepteur et émetteur FI, permettant le retrait d'un étage FI entier et de ses composants associés. Une comparaison entre les systèmes traditionnels et cette architecture proposée est incluse, ainsi que des exemples de la façon dont cette architecture peut être mise en œuvre à travers un processus de conception typique. Plus précisément, l'utilisation d'un émetteur-récepteur intégré permet une planification de fréquence avancée qui n'est pas disponible dans un émetteur-récepteur de style superhétérodyne standard. Vue d'ensemble de l'architecture superhétérodyne L'architecture superhétérodyne est l'architecture de choix depuis de nombreuses années en raison des hautes performances qui peuvent être atteintes. Une architecture de récepteur superhétérodyne se compose généralement d'un ou deux étages de mélange, qui sont introduits dans un convertisseur analogique-numérique (ADC). Une architecture d'émetteur-récepteur superhétérodyne typique est illustrée à la figure 1.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https:// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure1.png?w=435' alt= 'Figure 1'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figure 1. Les superhétérodynes traditionnels des bandes X et Ku reçoivent et transmettent des chaînes de signaux. Le premier étage de conversion convertit vers le haut ou vers le bas les fréquences RF d'entrée en un spectre hors bande. La fréquence de la première FI (fréquence intermédiaire) dépend de la planification de la fréquence et de la dérivation, ainsi que des performances du mélangeur et des filtres disponibles pour le frontal RF. La première FI est ensuite traduite vers une fréquence inférieure que l'ADC peut numériser. Bien que les CAN aient fait des progrès impressionnants dans leur capacité à traiter des bandes passantes plus élevées, leur limite supérieure est aujourd'hui d'environ 2 GHz pour des performances optimales. À des fréquences d'entrée plus élevées, il existe des compromis entre les performances et les performances. fréquence d'entrée qui doit être prise en compte, ainsi que le fait que des taux d'entrée plus élevés nécessitent des fréquences d'horloge plus élevées, ce qui augmente la puissance. En plus des mélangeurs, il existe des filtres, des amplificateurs et des atténuateurs à pas. Le filtrage est utilisé pour rejeter les signaux indésirables hors bande (OOB). S'ils ne sont pas contrôlés, ces signaux peuvent créer des parasites qui se superposent au signal souhaité, ce qui rend difficile ou impossible la démodulation. Les amplificateurs définissent le facteur de bruit et le gain du système, offrant une sensibilité adéquate pour recevoir de petits signaux, tout en ne fournissant pas tellement que l'ADC sursature. Une chose supplémentaire à noter est que cette architecture nécessite fréquemment des filtres à ondes acoustiques de surface (SAW) pour répondre aux exigences de filtrage strictes pour l'anticrénelage dans l'ADC. Les filtres SAW s'accompagnent d'un roll-off net pour répondre à ces exigences. Cependant, un retard important ainsi qu'une ondulation sont également introduits. Un exemple de plan de fréquences de récepteur superhétérodyne pour la bande X est illustré à la figure 2. Dans ce récepteur, on souhaite recevoir entre 8 GHz et 12 GHz avec une bande passante de 200 MHz. Le spectre souhaité se mélange avec un oscillateur local accordable (LO) pour générer une FI à 5.4 GHz. Le FI de 5.4 GHz se mélange ensuite avec un LO de 5 GHz pour produire le FI final de 400 MHz. La FI finale va de 300 MHz à 500 MHz, qui est une plage de fréquences où de nombreux CAN peuvent bien fonctionner.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https:// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure2.png?w=435' alt= 'Figure 2'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figure 2. Exemple de plan de fréquences pour un récepteur en bande X. Spécifications du récepteur : ce qui compte Outre les spécifications bien connues de gain, de facteur de bruit et de point d'interception de troisième ordre, certaines spécifications typiques qui influencent la planification des fréquences pour toute architecture de récepteur incluent le rejet d'image, le rejet FI, les parasites autogénérés et le rayonnement LO. Éperons d'image — RF en dehors de la bande d'intérêt qui se mélange avec LO pour générer une tonalité en FI. IF éperons - RF à la fréquence IF qui se faufile à travers le filtrage avant le mélangeur et apparaît comme une tonalité dans l'IF. Rayonnement LO — RF du LO s'échappant vers le connecteur d'entrée de la chaîne de réception. Le rayonnement LO donne un moyen d'être détecté, même lors d'une opération de réception uniquement (voir Figure 3).       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing- pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure3.png?w=435' alt='Figure 3'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figure 3. Le rayonnement LO s'échappe par l'extrémité avant. Parasites auto-générés — aigus à la FI qui résultent du mélange d'horloges ou d'oscillateurs locaux dans le récepteur. Les spécifications de rejet d'image s'appliquent à la fois à la première et à la deuxième étape de mélange. Dans une application typique pour les bandes X et Ku, le premier étage de mélange peut être centré autour d'une FI élevée dans la plage de 5 GHz à 10 GHz. Un IF élevé est souhaitable ici, en raison du fait que l'image tombe à Ftune + 2 × IF, comme le montre la figure 4. Ainsi, plus la FI est élevée, plus la bande d'image s'éloignera. Cette bande d'image doit être rejetée avant d'atteindre le premier mélangeur, sinon l'énergie hors bande dans cette plage apparaîtra comme parasite dans la première FI. C'est l'une des principales raisons pour lesquelles deux étapes de mélange sont généralement utilisées. S'il n'y avait qu'un seul étage de mixage, avec une FI de l'ordre de quelques centaines de MHz, la fréquence image serait très difficile à rejeter en face avant du récepteur.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/ -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure4.png?w=435' alt='Figure 4'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figure 4. Images se mélangeant dans IF. Une bande d'image existe également pour le deuxième mélangeur lors de la conversion du premier IF vers le deuxième IF. Comme la seconde FI est plus basse en fréquence (de quelques centaines de MHz à 2 GHz), les exigences de filtrage du premier filtre FI peuvent varier considérablement. Pour une application typique où la seconde FI est de quelques centaines de MHz, le filtrage peut être très difficile avec une première FI haute fréquence, nécessitant de grands filtres personnalisés. Cela peut souvent être le filtre le plus difficile à concevoir dans le système, en raison de la haute fréquence et des exigences de rejet généralement étroites. En plus du rejet d'image, les niveaux de puissance LO revenant du mélangeur au connecteur d'entrée de réception doivent être filtrés de manière agressive. Cela garantit que l'utilisateur ne peut pas être détecté en raison de la puissance rayonnée. Pour ce faire, le LO doit être placé bien en dehors de la bande passante RF pour garantir un filtrage adéquat. Présentation de l'architecture High IF La dernière offre d'émetteurs-récepteurs intégrés comprend l'AD9371, un émetteur-récepteur à conversion directe de 300 MHz à 6 GHz avec deux canaux de réception et deux canaux de transmission. La bande passante de réception et de transmission est réglable de 8 MHz à 100 MHz et peut être configurée pour un fonctionnement en duplex à répartition en fréquence (FDD) ou en duplex à répartition dans le temps (TDD). La pièce est logée dans un boîtier de 12 mm2 et consomme ~3 W de puissance en mode TDD, ou ~5 W en mode FDD. Avec l'avancement des étalonnages de correction d'erreur en quadrature (QEC), un rejet d'image de 75 dB à 80 dB est atteint.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/ -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure5.png?w=435' alt='Figure 5'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figure 5. Schéma fonctionnel de l'émetteur-récepteur à conversion directe AD9371. L'amélioration des performances des circuits intégrés émetteurs-récepteurs intégrés a ouvert une nouvelle possibilité. L'AD9371 intègre le deuxième mélangeur, le deuxième filtrage et amplification FI, et l'ADC à atténuation variable, ainsi que le filtrage numérique et la décimation de la chaîne du signal. Dans cette architecture, l'AD9371, qui a une plage de réglage de 300 MHz à 6 GHz, peut être réglé sur une fréquence comprise entre 3 GHz et 6 GHz et recevoir directement la première FI (voir Figure 6). Avec un gain de 16 dB, un NF de 19 dB et un OIP3 de 40 dBm à 5.5 GHz, l'AD9371 est idéalement spécifié comme récepteur FI.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure6.png?w=435' alt='Figure 6'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figure 6. Émetteur-récepteur en bande X ou Ku avec AD9371 comme récepteur FI. Avec l'utilisation de l'émetteur-récepteur intégré comme récepteur FI, il n'y a plus de souci de l'image à travers le deuxième mélangeur, comme c'est le cas avec le récepteur superhétérodyne. Cela peut réduire considérablement le filtrage requis dans la première bande FI. Cependant, il doit encore y avoir un certain filtrage pour tenir compte des effets de second ordre dans l'émetteur-récepteur. La première bande FI devrait maintenant fournir un filtrage à deux fois la première fréquence FI pour annuler ces effets - une tâche beaucoup plus facile que de filtrer la deuxième image et la deuxième LO, qui peuvent être aussi proches que plusieurs centaines de MHz. Ces exigences de filtrage peuvent généralement être satisfaites avec de petits filtres LTCC prêts à l'emploi à faible coût. Cette conception offre également un haut niveau de flexibilité dans le système et peut être facilement réutilisée pour différentes applications. Une façon de fournir de la flexibilité est la sélection de la fréquence FI. Une règle générale pour la sélection FI est de la placer dans une plage supérieure de 1 GHz à 2 GHz à la bande passante spectrale souhaitée via le filtrage frontal. Par exemple, si le concepteur souhaite 4 GHz de bande passante spectrale de 17 GHz à 21 GHz via le filtre frontal, le FI peut être placé à une fréquence de 5 GHz (1 GHz au-dessus de la bande passante souhaitée de 4 GHz). Cela permet un filtrage réalisable dans le front-end. Si seulement 2 GHz de bande passante sont souhaités, un FI de 3 GHz peut être utilisé. De plus, en raison de la nature définissable par logiciel de l'AD9371, il est facile de changer la FI à la volée pour les applications de radio cognitive, où les signaux de blocage peuvent être évités lorsqu'ils sont détectés. La bande passante facilement réglable de l'AD9371 de 8 MHz à 100 MHz permet en outre d'éviter les interférences à proximité du signal d'intérêt. Avec le haut niveau d'intégration dans l'architecture haute FI, on se retrouve avec une chaîne de signal de réception qui occupe environ 50% de l'espace requis pour un superhétérodyne équivalent, tout en diminuant la consommation d'énergie de 30%. De plus, l'architecture IF élevée est un récepteur plus flexible que l'architecture superhétérodyne. Cette architecture est un catalyseur pour les marchés à faible SWaP où une petite taille est souhaitée sans perte de performances. Planification de la fréquence du récepteur avec l'architecture High IF L'un des avantages de l'architecture High IF est la possibilité de régler la FI. Cela peut être particulièrement avantageux lorsque vous essayez de créer un plan de fréquences qui évite les parasites parasites. Un effet parasite peut se produire lorsque le signal reçu se mélange à l'OL dans le mélangeur et génère un effet parasite m × n qui n'est pas la tonalité souhaitée dans la bande FI. Le mélangeur génère des signaux de sortie et des parasites selon l'équation m × RF ± n × LO, où m et n sont des nombres entiers. Le signal reçu crée un effet m × n qui peut tomber dans la bande FI et dans certains cas, la tonalité souhaitée peut provoquer un effet de croisement à une fréquence particulière. Par exemple, si nous observons un système conçu pour recevoir de 12 GHz à 16 GHz avec une FI à 5.1 GHz, comme sur la figure 7, les fréquences d'image m × n qui provoquent l'apparition d'un épi dans la bande peuvent être trouvées avec l'équation suivante : &amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical -articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure7.png?w=435' alt='Figure 7'&amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;gt; Figure 7. Récepteur et émetteur de 12 GHz à 16 GHz à architecture IF élevée. Dans cette équation, RF correspond aux fréquences RF à l'entrée du mélangeur, qui provoquent la chute d'une tonalité dans la FI. Prenons un exemple pour illustrer. Si le récepteur est réglé sur 13 GHz, cela signifie que la fréquence LO est à 18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz). En branchant ces valeurs dans l'équation précédente et en permettant à m et n de varier de 0 à 3, nous obtenons l'équation suivante pour RF : Les résultats sont dans le tableau suivant : Tableau 1. M × N Tableau des parasites pour 18.1 GHz LO mn RFsum (GHz) RFdif (GHz) 1 1 23.200 13.000 1 2 41.300 31.100 1 3 59.400 49.200 2 1 11.600 6.500 2 2 20.650 15.550 2 3 29.700 24.600 3 1 7.733 4.333 3 2 13.767 10.367 3 3 19.800 16.400 Dans le tableau, la première ligne/quatrième colonne indique le signal de 13 GHz souhaité, qui est le résultat d'un produit 1 × 1 dans le mélangeur. La cinquième colonne/quatrième rangée et la huitième colonne/troisième rangée montrent des fréquences intrabande potentiellement problématiques qui peuvent apparaître comme des éperons dans la bande. Par exemple, un signal de 15.55 GHz se situe dans la plage souhaitée de 12 GHz à 16 GHz. Une tonalité à 15.55 GHz sur l'entrée se mélange avec le LO, pour générer une tonalité à 5.1 GHz (18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz). Les autres lignes (2, 3, 4, 6, 7 et 9) peuvent également poser problème mais du fait de leur hors bande, elles peuvent être filtrées par le filtre passe-bande d'entrée. Le niveau de l'éperon dépend de plusieurs facteurs. Le facteur principal est la performance du mélangeur. Étant donné qu'un mélangeur est intrinsèquement un dispositif non linéaire, il existe de nombreuses harmoniques générées dans la pièce. Selon la façon dont les diodes à l'intérieur du mélangeur sont adaptées et à quel point le mélangeur est optimisé pour des performances parasites, les niveaux de sortie seront déterminés. Un tableau des éperons du mélangeur est généralement inclus dans la fiche technique et peut aider à déterminer ces niveaux. Un exemple de diagramme de dérivation de mélangeur est présenté dans le Tableau 2, pour le HMC773ALC3B. Le graphique spécifie le niveau dBc des éperons par rapport au ton 1 × 1 souhaité. Tableau 2. Tableau de dérivation du mélangeur pour HMC773ALC3B n × LO 0 1 2 3 4 5 m × RF 0 — 14.2 35 32.1 50.3 61.4 1 –1.9 — 17.7 31.1 32.8 61.2 2 83 55.3 60 59.6 6 73.7 87.9 3 82.6 86.1 68 68.5 61.9 85.9 4 76 86.7 82.1 77.4 74.9 75.8 5 69.3 74.7 85.3 87 85.1 62 Avec ce graphique en épi, ainsi qu'une extension de l'analyse qui a été effectuée dans le tableau 1, nous pouvons générer une image complète de ce que m × n tons d'image peuvent interférer avec notre récepteur et à quel niveau. Une feuille de calcul peut être générée avec une sortie similaire à celle illustrée à la figure 8.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure8.png?w=435' alt='Figure 8'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figure 8. m × n images pour le récepteur 12 GHz à 16 GHz. Sur la figure 8, la partie bleue montre la bande passante souhaitée. Les lignes montrent différentes images m × n et leurs niveaux. A partir de ce tableau, il est facile de voir quelles exigences de filtrage sont nécessaires avant le mélangeur afin de répondre aux exigences d'interférence. Dans ce cas, il y a plusieurs éperons d'image qui tombent dans la bande et ne peuvent pas être filtrés. Nous allons maintenant voir comment la flexibilité de l'architecture haute FI nous permet de contourner certains de ces éperons, ce que l'architecture superhétérodyne ne permet pas. Éviter les interférences en mode récepteur Le graphique de la figure 9 montre un plan de fréquences similaire qui s'étend de 8 GHz à 12 GHz, avec une FI par défaut à 5.1 GHz. Ce graphique donne une vue différente des éperons du mélangeur, montrant la fréquence de la mélodie centrale en fonction de la fréquence. m × n fréquence d'image, par opposition au niveau de l'éperon comme indiqué précédemment. La ligne diagonale 1:1 en gras dans ce graphique montre l'éperon 1 × 1 souhaité. Les autres lignes du graphique représentent les m × n images. Sur le côté gauche de cette figure se trouve une représentation sans flexibilité dans le réglage FI. La FI est fixée à 5.1 GHz dans ce cas. Avec une fréquence de syntonisation de 10.2 GHz, un éperon d'image 2 × 1 croise le signal souhaité. Cela signifie que si vous êtes réglé sur 10.2 GHz, il y a de fortes chances qu'un signal à proximité bloque la réception du signal d'intérêt. Le tracé de droite montre une solution à ce problème avec un réglage FI flexible. Dans ce cas, la FI passe de 5.1 GHz à 4.1 GHz près de 9.2 GHz. Cela empêche l'éperon de croisement de se produire.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure9.png?w=435' alt='Figure 9'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figure 9. éperon de croisement m × n sans flexibilité FI (en haut) et évitant le croisement avec réglage FI (en bas). Ceci n'est qu'un exemple simple de la façon dont les signaux bloquants peuvent être évités avec l'architecture FI élevée. Lorsqu'il est associé à des algorithmes intelligents pour déterminer les interférences et calculer de nouvelles fréquences FI potentielles, il existe de nombreuses façons de créer un récepteur capable de s'adapter à n'importe quel environnement spectral. C'est aussi simple que de déterminer une FI appropriée dans une plage donnée (généralement de 3 GHz à 6 GHz), puis de recalculer et de programmer la LO en fonction de cette fréquence. Planification des fréquences de l'émetteur avec l'architecture haute FI Comme pour la planification des fréquences de réception, il est possible de tirer parti de la nature flexible de l'architecture haute FI pour améliorer les performances parasites de l'émetteur. Alors que du côté du récepteur, le contenu fréquentiel est quelque peu imprévisible. Côté émission, il est plus facile de prédire les parasites sur la sortie de l'émetteur. Ce contenu RF peut être prédit avec l'équation suivante : Lorsque la FI est prédéfinie et déterminée par la fréquence de réglage de l'AD9371, la LO est déterminée par la fréquence de sortie souhaitée. Un tableau de mixage similaire à celui qui a été fait pour le canal récepteur peut être généré du côté émission. Un exemple est illustré à la figure 10. Dans ce graphique, les plus grands éperons sont l'image et les fréquences LO, qui peuvent être filtrées aux niveaux souhaités avec un filtre passe-bande après le mélangeur. Dans les systèmes FDD où une sortie parasite peut désensibiliser un récepteur à proximité, les parasites dans la bande peuvent être problématiques et c'est là que la flexibilité du réglage FI peut s'avérer utile. Dans l'exemple de la figure 10, si une FI statique de 5.1 GHz est utilisée, il existera un épi de croisement sur la sortie de l'émetteur, qui sera proche de 15.2 GHz. En ajustant la FI à 4.3 GHz à une fréquence de syntonisation de 14 GHz, l'effet de croisement peut être évité. Ceci est illustré à la figure 11.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure10.png?w=435' alt='Figure 10'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figure 10. Sortie parasite sans filtrage.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure11.png?w=435' alt='Figure 11'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figure 11. La FI statique provoque un éperon croisé (en haut), un réglage IF pour éviter l'éperon croisé (en bas). Exemple de conception—Système FDD à large bande Pour montrer les performances qui peuvent être atteintes avec cette architecture, un prototype de système FDD de récepteur et d'émetteur a été construit avec des composants Analog Devices standard et configuré pour un fonctionnement de 12 GHz à 16 GHz dans la bande de réception, et un fonctionnement de 8 GHz à 12 GHz dans la bande d'émission. Une FI de 5.1 GHz a été utilisée pour collecter les données de performance. La LO a été réglée sur une plage de 17.1 GHz à 21.1 GHz pour le canal de réception et de 13.1 GHz à 17.1 GHz pour le canal de transmission. Le schéma fonctionnel du prototype est illustré à la figure 12. Dans ce schéma, la carte convertisseur X et Ku est montrée sur la gauche et la carte d'évaluation AD9371 est montrée sur la droite.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure12.png?w=435' alt='Figure 12'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figure 12. Schéma fonctionnel du système prototype FDD de récepteur et d'émetteur en bande X et Ku. Les données de gain, de bruit et d'IIP3 ont été collectées sur le convertisseur abaisseur de réception et sont illustrées à la figure 13 (en haut). Globalement, le gain était d'environ 20 dB, NF d'environ 6 dB et IIP3 d'environ 2 dBm. Un nivellement de gain supplémentaire peut être réalisé à l'aide d'un égaliseur, ou un étalonnage de gain peut être effectué à l'aide de l'atténuateur variable de l'AD9371.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure13.png?w=435' alt='Figure 13'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figure 13. Données du récepteur en bande Ku (en haut), données de l'émetteur en bande X (en bas). Le convertisseur élévateur de transmission a également été mesuré, enregistrant son gain, 0 P1dB et OIP3. Ces données sont tracées en fonction de la fréquence sur la figure 13 (en bas). Le gain est d'environ 27 dB, P1 dB d'environ 22 dBm et OIP3 d'environ 32 dBm. Lorsque cette carte est couplée à l'émetteur-récepteur intégré, les spécifications générales pour la réception et la transmission sont indiquées dans le tableau 3. Tableau 3. Tableau des performances globales du système Rx, 12 GHz à 16 GHz Tx, 8 GHz à 12 GHz Gain 36 dB Puissance de sortie 23 dBm Bruit Figure 6.8 dB Bruit de fond –132 dBc/Hz IIP3 –3 dBm OIP3 31 dBm Broche, max (pas d'AGC ) –33 dBm OP1dB 22 dBm In-Band m × n –60 dBc In-Band Spurs –70 dBc Puissance 3.4 W Puissance 4.2 W Globalement, les performances du récepteur sont conformes à une architecture superhétérodyne, tandis que la puissance est fortement réduite . Une conception superhétérodyne équivalente consommerait plus de 5 W pour la chaîne de réception. De plus, le prototype de carte a été fabriqué sans priorité pour réduire la taille. Avec des techniques de mise en page de PCB appropriées, ainsi qu'en intégrant l'AD9371 sur le même PCB que le convertisseur abaisseur, la taille globale d'une solution utilisant cette architecture pourrait être condensée à seulement 4 à 6 pouces carrés. Cela montre des économies de taille significatives par rapport à une solution superhétérodyne équivalente, qui serait plus proche de 8 à 10 pouces carrés.

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